工作频率(GHz) Design Frequency（GHz） ，输入范围：0.5GHz-85GHz 。

工作频率指的是电感器件在特定电路中工作频率，目前RFIC-GPT 提供的电感工作频率设计范围在0.5GHz到85GHz之间。

品质因子Q Quality factor Q ，输入范围：2-50 。

品质因子Q是电感器件的重要参数，它表示了电感器件在工作频率下的性能。一般来说，Q值越高，代表电感器件的损耗越低，性能越好。高Q值的电感器件在信号传输和滤波电路中有更好的效果。

Q值设置技巧：一般情况下，将片上电感的Q值设置为10左右即可满足设计需要。如果不清楚所需Q值，可以优先设定需要的电感L值，然后Q值从10左右开始向上调，观察在特定工艺/金属层厚度下，满足特定L值最大Q值可以达到多少即可。

电感值L(pH) Inductance(pH) ，输入范围：20pH-10000pH ，130nm上限至25000pH 。

电感值指的是电感器件的电感量（单位：皮亨/pH）。选择正确的电感值能够确保电路的阻抗匹配和信号传输效果。此处的电感值可以看作电感线圈感性和容性的一个集总。对于阻抗为Z的电感，其电感值L表示如下：

SRF(>GHz) SRF(>GHz) ，默认可输入最小值为工作频率 Design Frequency 的1.5倍 。

SRF指的是自谐振频率（Self-Resonant Frequency），电感具有分布电容，这个自身电容与电感在特定频率下会发生谐振，这个特定的频率就是SRF。当频率低于SRF，电感线圈呈感性；当频率高于SRF，电感线圈呈容性；当频率等于SRF，电感线圈呈阻性。因此，在射频电路设计中，一般SRF应大于工作频率的1.5倍，以保证电感线圈在工作频率的稳定性和可靠性。

工艺节点 Process node ，工艺节点选项。

目前我们提供的工艺节点包括：22nm、28nm、40nm、55nm、65nm、110nm 和 130nm。

金属层厚度(µm) Metal layer thickness ，请根据具体使用的工艺节点文件及设计需要选择对应的金属层厚度 。

不同的金属层，具有不同的厚度和介电性能，而电感线圈的电学性能主要就跟金属层厚度有关。确定工艺节点后，可通过选择金属层厚度确定需要使用的金属层。请阅读PDK注释部分或者PROC文件注释部分厚度数据。

信号传入方式 Signal input type ，请选择：单端 或差分 。

信号传入方式表示信号是以差分方式（DIFF）还是单端方式（SINGLE）输入到电感器件中。差分信号传输常用于高速数据传输和抗干扰性较好的场合，而单端信号传输则通常用于一般性的电路中，易受到电磁干扰的影响。正确选择信号传入方式，有助于提高电路的性能和稳定性。

版图长宽度限制(µm)

请根据设计需求，填写版图长宽限制。

设置技巧：通过不设置（此项非必填）及设置限制，观察计算结果。通常来说，面积越大，因其可绕线圈圈数高，电感值越高。在给定的限制面积情况下，电感值是有上限的，可根据实际需求权衡选择结果。

设计需求满足时 根据设计需求填写 “电感电学指标”，点击提交计算后即可得到三组结果，分别对应Q值误差最小、L值误差最小和综合误差最小的设计结果及其对应的GDSII示意图。若其中有任何一组结果满足您的设计需求，可推进至第三步 - 下载对应的GDS文件或者代码，直接使用。

设计需求不满足时

您可以适当对输入进行权衡计算，以得到符合要求的解：

A. 由于此处的SRF为强制约束，您在使用时非必要无需设置过大，只需适当远离工作频率即可，避免过度侧重SRF影响计算结果。

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B. 网页的电感设计包括版图长宽不一致的结构，您在计算时若实际设计条件允许，可以适当放宽其中一个维度的限制以找到更优解。

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C. 若您需要更高Q值的电感，建议选择对应工艺节点最厚的金属层。

D. 网页给出的结果是最接近您输入值的解，您可以根据您实际的设计权衡调整Q和L目标值的输入来找到更符合您需求的方案。若网页搜寻不到您需求的结果，可以通过下方联系方式联系我们的客服，我们将根据您的情况给您更详细的建议和服务。

若得到满意的参数结果，请在网页右侧下方下载相应版图。

查看结果 查看结果

* 版图应用请参考：版图快速应用 * 如果在您的设计环境中无法直接上载所下载的GDSⅡ版图，请下载离线辅助工具RFIC-Generator，使用其中的Passive功能协助。

1. 首先利用我们提供的GDSII仿真出S 参数，并建立symbol和以下业界标准的testbench。并根据下面的定义计算L，Q值等：

1. 电感差分输入

1. 电感单端输入

1. 公式计算：

1. 电感L值

1. 电感Q值

1. 举例对比

工作频率(GHz) Design Frequency（GHz） ，输入范围：0.5GHz-80GHz 。

工作频率是指变压器在电路中运作的频率范围，目前RFIC-GPT 提供的设计范围在0.5GHz到80GHz之间。 主线圈品质因子Q_pri Primary Coil Quality Factor(Q) ，输入范围：2-50 。

主线圈品质因子Q_pri是主线圈的性能参数，表示主线圈在工作频率下的损耗和效率。Q_pri的范围通常在2到50之间。较高的Q_pri值意味着主线圈具有更低的能量损耗和更高的性能。

Q值设置技巧：一般情况下，将Q值设置为10左右即可满足设计需要。如果不清楚所需Q值，可以优先设定需要的电感L值，然后从10向上调整Q值，观察在特定工艺/金属层厚度下，满足特定L值最大Q值可以达到多少即可。

主线圈电感值L_pri(pH) Primary Coil Inductance(pH) ，输入范围：20pH-6000pH ，130nm上限至25000pH 。

主线圈电感值L_pri表示主线圈的电感量（单位：皮亨/pH）。选择适当的电感值保证了变压器在特定频率下的能量传输效率。此处的电感值可以看作主线圈感性和容性的一个集总。对于一个二端口的参数网络，主线圈的电感值可以由以下公式计算得到：

副线圈品质因子Q_sec Secondary Coil Quality Factor(Q) ，输入范围：2-50 。

副线圈品质因子Q_sec是副线圈的性能参数，类似于主线圈的Q值。它表示了副线圈在工作频率下的损耗和效率。合适的Q_sec值确保了变压器的高效性和稳定性。

Q值设置技巧：一般情况下，将Q值设置为10左右即可满足设计需要。如果不清楚所需Q值，可以优先设定需要的电感L值，然后从10向上调整Q值，观察在特定工艺/金属层厚度下，满足特定L值最大Q值可以达到多少即可。

副线圈电感值L_sec(pH) Secondary Coil Inductance(pH) ，输入范围：20pH-6000pH ，130nm上限至25000pH 。

副线圈电感值L_sec表示副线圈的电感量（单位：皮亨/pH）。副线圈的电感值影响了能量传输的质量，因此在设计中需要特别注意。此处的电感值可以看作副线圈感性和容性的一个集总。对于一个二端口的参数网络，主线圈的电感值可以由以下公式计算得到：

耦合系数 k Coupling Coefficient k ，输入范围：0-1 。

耦合系数 K 表示主线圈和副线圈之间的电磁耦合程度。耦合系数越接近 1，说明主线圈和副线圈之间的耦合越紧密，能量传输效率越高。设计时，合适的K值确保了变压器的高效传输。

工艺节点 Process Node ，请选择。

目前我们提供的工艺节点包括：22nm、28nm、40nm、55nm、65nm、110nm 和 130nm。根据您的设计需求，选择所需的工艺节点。

主线圈金属层厚度(µm) The Metal Layer Thickness of Primary Coil ，请根据工艺节点选择对应的主线圈金属层厚度 。

顶层无源器件性质主要跟金属层厚度有关，可通过选定的工艺节点的金属层厚度获取对应的结果。不同的金属层，具有不同的厚度和介电性能，制作的线圈具有不同的电学性能，选定工艺节点后，根据PDK文件选择合适的金属层厚度。

金属层厚度选择技巧：选择的金属层厚度跟具体使用的工艺库中金属层厚度越接近，结果越准确。

副线圈金属层厚度(µm) The Metal Layer Thickness of Secondary Coil ，请根据工艺节点选择对应的副金属层厚度 。

顶层无源器件性质主要跟金属层厚度有关，可通过选定的工艺节点的金属层厚度获取对应的结果。不同的金属层，具有不同的厚度和介电性能，制作的线圈具有不同的电学性能，选定工艺节点后，根据PDK文件选择合适的金属层厚度。

金属层厚度选择技巧：选择的金属层厚度跟具体使用的工艺库中金属层厚度越接近，结果越准确。

变压器结构选择 Transformer Structural Selection ，目前共有3种结构供选择： Type 1 、Type 2 或Type 3 。

当前网页提供了以下三种类型的变压器生成：Type1为主线圈的端口和副线圈端口相位差为180度的变压器；Type2为主线圈的端口和副线圈端口同相位的变压器；Type3为主副线圈中线圈各自的两个Terminal相位差为180度的变压器。其中Type2和Type3要求主副线圈金属层同层。

变压器结构选择 变压器结构选择

信号传入方式 Signal input type ，请选择： - 差分转差分：DIFF_DIFF - 单端转差分：SINGLE_DIFF - 差分转单端：DIFF_SINGLE

差分转差分：表示信号从主线圈以差分形式输入，并在副线圈以差分形式输出。通常用于保持信号的差分特性，并且可以提高抗干扰能力和噪声抑制能力。

单端转差分：表示信号从主线圈以单端形式输入，并在副线圈以差分形式输出。通常适用于需要将单端信号转换为差分信号的情况。

差分转单端：表示信号从主线圈以差分形式输入，并在副线圈以单端形式输出。通常适用于需要将差分信号转换为单端信号的情况。

选择合适的信号传入方式有助于适应不同的电路需求，确保信号传输的准确性和稳定性。

版图长宽度限制(µm)（此项非必填）

请根据设计需求，填写版图长宽限制。

长宽设置技巧：通过不设置或者设置限制，观察计算结果。通常来说，面积越大，因其可绕线圈圈数高，电感值越高。在给定的限制面积情况下，电感值是有上限的，可根据实际需求权衡选择结果。

配置好相关输入后，点击提交计算后即可得到6组结果，将分别显示在您给定目标附近，主线圈Q值误差最小、主线圈L值误差最小、副线圈Q值误差最小、副线圈L值误差最小、耦合系数误差最小和综合误差最小的设计结果及其对应的GDSII示意图。

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设计需求满足时 若结果满足您的需求，可以在右下角下载对应的GDS文件及生成代码。

* 版图应用请参考：版图快速应用 * 如果在您的设计环境中无法直接上载所下载的GDSⅡ版图，请下载离线辅助工具RFIC-Generator，使用其中的Passive功能协助。

设计需求不满足时

您可以适当对输入进行权衡计算，以得到符合要求的解：

A. 对于副线圈Q值目标较高时，建议选择较厚的金属层作为副线圈。如下图中期望副线圈Q_sec=14,L_sec=1000,若设置0.85μm厚度的金属层作为副线圈，将会找不到合适的设计结果。

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B. 网页的变压器设计包括版图长宽不一致的结构，您在计算时若实际设计条件允许，可以适当放宽其中一个维度的限制以找到更优解。 如下图中，目标值为Q_pri=14,L_pri=1000pH,Q_sec=13,L_sec=1000pH,k=0.6 时，在设计许可内，将版图的宽度限制调大，即可达到接近目标的解。

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C. 主副线圈同层的时候通常可以得到较高的Q值，但由于结构的影响，主副线圈的电感值关联性较大。若此时存在主副线圈电感值不满足目标时，可以尝试采用主副线圈非同层的变压器设置。

D. 网页给出的结果是最接近您输入值的解，您可以根据您实际的设计权衡调整电学参数目标值的输入来找到更符合您需求的方案。若网页搜寻不到您需求的结果，可以通过下方联系方式联系我们的客服，我们将根据您的情况给您更详细的建议和服务。

若得到满意的参数结果，请在网页右侧下方下载相应版图。

首先利用我们提供的已经准确计算的 GDSII ，仿真出 S 参数 并建立 symbol 和以下的业界标准 Testbench 。并根据下面的定义计算 L，Q 值 等。

（1）变压器差分输入、差分输出 assets_ranpu_helpdoc_zh_helpdocs_21.png_20_500x200

（2）变压器单端输入、差分输出 assets_ranpu_helpdoc_zh_helpdocs_22.png_20_500x200

（3）变压器差分输入、单端输出 assets_ranpu_helpdoc_zh_helpdocs_23.png_20_500x200

主线圈 Q_pri assets_ranpu_helpdoc_zh_helpdocs_24.png_20_500x100

副线圈 Q_sec assets_ranpu_helpdoc_zh_helpdocs_25.png_20_500x100

主线圈 L_pri assets_ranpu_helpdoc_zh_helpdocs_26.png_20_500x100

副线圈 L_sec assets_ranpu_helpdoc_zh_helpdocs_27.png_20_500x100

耦合系数 assets_ranpu_helpdoc_zh_helpdocs_28.png_20_500x100

结果对比举例： assets_ranpu_helpdoc_zh_helpdocs_29.png_20_600x300 assets_ranpu_helpdoc_zh_helpdocs_30.png_20_600x450

RFIC-GPT Online目前提供基于变压器的匹配电路设计,由变压器和并联电容组成

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频率低限(GHz) Freq. lower bound (GHz) ，输入范围：0.5GHz-80GHz 。

频率低限是指匹配电路的工作最低频率。请注意，在这里频率低限数值不能 比频率高频高。如需设计单频点匹配，请在频率高低限输入同样数值。

频率高限(GHz) Freq. upper bound (GHz) ，输入范围：0.5GHz-80GHz 。

频率高限是指匹配电路的工作最高频率。请注意，在这里频率高限数值不能 比频率低频低。如需设计单频点匹配，请在频率高低限输入同样数值。

负载阻抗实部 Load Z (Real) ，请输入频段中点的负载阻抗实部值。即：如频率高限为25GHz，频率低限为24GHz，需输入频段为24.5GHz的负载阻抗实部值。

其中网页在频段内的负载阻抗等效于由Z_Load在频段中点得到的RC并联(RL||CL)在频段内的阻抗。

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负载阻抗虚部 Load Z (Imaginary) ，负载阻抗在频段中点的虚部值。即：如频率高限为25GHz，频率低限为24GHz，需输入频段为24.5GHz的负载阻抗虚部值。

目标阻抗实部 Z_opt (Real) ，请输入频段中点的目标阻抗实部值。即：如频率高限为25GHz，频率低限为24GHz，需输入频段为24.5GHz的目标阻抗实部值。

目标阻抗实部指的是在将负载阻抗进行匹配变换后所期望达到的阻抗的实部。如下图所示，若匹配网络具有较高的匹配度，则Zin近似于Zopt。

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目标阻抗虚部 Z_opt (Imaginary) ，目标阻抗在频段中点的虚部值。即：如频率高限为25GHz，频率低限为24GHz，需输入频段为24.5GHz的目标阻抗虚部值。

匹配度S11max(dB) S11_max(dB)

在匹配电路中，匹配度（S11）用于描述信号从信号源到负载端之间的匹配情况。匹配度（S11）的值越小，表示反射越小，匹配效果越好。结合下图中的阻抗表示，则对应匹配度S11（单位：分贝/dB）的计算如下：

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S11_max是指匹配电路在匹配频段内所能容忍的最差匹配度。较低的 S11_max 值表示匹配电路在频段内对信号的反射能力较低，能够更有效地将信号传输到负载端，减少信号的损耗和失真。在设计匹配网络时，通常要求 S11_max 尽可能地小，以实现高效的信号匹配。

插入损耗ILmin(dB) Minimum Insertion Loss(dB)

插入损耗（IL）是指信号在通过电路时的信号衰减情况，衡量信号源到负载端之间的信号损耗。其计算如下：

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ILmin是指匹配电路在频段内中所能容忍的传输损耗的最低要求。ILmin的值越低表示电路在频段内的传输损耗越小，信号的衰减也越少。通过降低插入损耗，可以提高电路的传输效率和信号质量。

工艺节点 Process node ，请选择。

目前我们提供的工艺节点包括：22nm、28nm、40nm、55nm、65nm 和 130nm。根据您的设计需求，选择所需的工艺节点。

主线圈金属层厚度(µm) Primary coil metal layer thickness ，请根据工艺节点选择对应的主线圈金属层厚度 。

RFIC-GPT 目前提供的是基于变压器的匹配电路，这里需要选择变压器主线圈的金属厚度。金属层厚度选择技巧：选择的金属层厚度跟具体使用的工艺库中金属层厚度越接近，结果越准确。

副线圈金属层厚度(µm) secondary coil metal layer thickness ，请根据工艺节点选择对应的副金属层厚度 。

RFIC-GPT 目前提供的是基于变压器的匹配电路，这里需要选择变压器副线圈的金属厚度。金属层厚度选择技巧：选择的金属层厚度跟具体使用的工艺库中金属层厚度越接近，结果越准确。

信号传入方式 Signal input type ，请选择： - 差分转差分：DIFF_DIFF - 单端转差分：SINGLE_DIFF - 差分转单端：DIFF_SINGLE

差分转差分：表示信号从主线圈以差分形式输入，并在副线圈以差分形式输出。通常用于保持信号的差分特性，并且可以提高抗干扰能力和噪声抑制能力。

单端转差分：表示信号从主线圈以单端形式输入，并在副线圈以差分形式输出。通常适用于需要将单端信号转换为差分信号的情况。

差分转单端：表示信号从主线圈以差分形式输入，并在副线圈以单端形式输出。通常适用于需要将差分信号转换为单端信号的情况。

选择合适的信号传入方式有助于适应不同的电路需求，确保信号传输的准确性和稳定性。

版图长宽度限制(µm)

请根据设计需求，填写版图长宽限制。

长宽设置技巧：通常来说，限定版图长款会导致结果出现较大差异，建议分别通过不设置（此项非必填）及设置长宽限制，观察计算结果，微调以达到所需设计要求。

对于匹配网络，匹配度和插入损耗是一组相互竞争的指标，因此在填写设计目标时，可以通过适当降低其中一个指标的要求来权衡整个匹配电路的性能。在下图的例子中，目标在23GHz~25GHz下，将50Ω的负载匹配为（30-20i）Ω的目标阻抗。可以看出适当的降低匹配度的要求有利于插入损耗达到目标。

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若得到满意的参数结果，请在网页右侧下方下载相应版图。

* 版图应用请参考：版图快速应用 * 如果在您的设计环境中无法直接上载所下载的GDSⅡ版图，请下载离线辅助工具RFIC-Generator，使用其中的Passive功能协助。

1. 在匹配电路版图使用中，默认主线圈作为匹配电路输入端，副线圈作为匹配电路的输出端。匹配计算后除了得到一个变压器结构外，还得到了CP 和CS 的值（在网页计算器上实时计算更新）。等效电路如下图所示，其中CP 需要调取对应电容值的版图并联到主线圈一侧，CS 需要调取对应电容值的版图并联到副线圈一侧。

1. 参考1~5 放置好匹配电路的变压器模块后，根据上图等效电路所示在变压器两端连接对应的电容。举例来说，利用快捷键i 打开下图窗口，选择电容。然后在Parameters 选择对应的参数，生成与WEB计算显示得到的电容值近似的电容。将生成的CP 连接到主线圈（==导入的变压器中端口标注lpp/lpm 的线圈==）两端，将生成的CS 连接到副线圈（==导入的变压器中端口标注lsm/lsp 的线圈==）两端，用对应金属层连接即可。在使用时，主线圈端对应的是目标阻抗部分，副线圈端对应的是负载阻抗部分。 2. 匹配电路 Testbench 3. 计算匹配电路的结果 4.1 IL 利用输入输出端的 Power 比进行诠释，等效为 hb 仿真里的 power gain

' IL =-db101) / (- pvi('hb “/net01” 0 “/PORTO/PLUS” 0 '1)))) '

4.2 S11 在 ADE 的公式计算如下，利用 sp 仿真 得到输入阻抗，再对比输入阻抗和期望阻抗的一致性

' zm1 = zm(1 ?result “sp”) '

' S11_zm = db20(abs(zm1 -Zopt) / abs(zm1 +Zopt)) '

宽频多值匹配在多个频率点完成最优的匹配设置，其与“匹配电路”模块的区别在于可以输入一组（或者用excel上载）随着频率变化的负载阻抗和目标阻抗。

上载多个频点参数

如下图所示：点击“编辑参数”

展开可以输入或上载： 展开可以输入或上载：

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对于宽频多值匹配，我们还增加了IL 平坦度

IL_fluc (dB) ，范围：[1-80] 。 插入损耗平坦度ILfluc指的是在宽频的范围内，插入损耗IL的波动幅度。公式为： $$ IL fluc=max(ILin frequency)-min(ILin frequency) $$

其他参数设置与“匹配电路”模块一致

点击“编辑参数”按钮，您可以在跳出来的界面输入宽频内输入频率和对应频点的负载阻抗和目标阻抗的实部虚部（或根据模板csv编写后一键导入）。在宽频多值匹配模块，我们增添了“IL平坦度”这个在宽频匹配中受到重视的指标。在提交计算后，我们会给出三个结果供您权衡选择，如下图所示。

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若得到满意的参数结果，请在网页右侧下方下载相应版图。

* 版图应用请参考：版图快速应用 * 如果在您的设计环境中无法直接上载所下载的GDSⅡ版图，请下载离线辅助工具RFIC-Generator，使用其中的Passive功能协助。

使用方法与“匹配电路”的Testbench完全一致，请参与对应章节。

常见的功率放大器包括共源放大器（CSPA） 、可调增益放大器（VGA） 、共源共栅放大器（Cascode PA） 。

RFIC-GPT支持的功率放大器在持续增加和完善中，如未能找到您需要的结构或者工艺节点，或者需要有源电路版图支持，请联系sales@icprophet.com或致电18019312181获取离线版。

放大器种类

PA type ，请选择。

常见的功率放大器包括共源放大器（CSPA）、可调增益放大器（VGA）、共源共栅放大器（Cascode PA）。目前我们开放CSPA模块。更多种类持续更新中。

::: info 提示 根据网页计算结果，结合网页可下载的“RFIC-Generator”，可以在您的设计环境种生成相关电路并完成仿真验证。请下载离线辅助工具RFIC-Generator，使用其中的Active操作说明功能协助。 :::

目前RFIC-GPT提供的 40nm CSPA 模块可选工作频率为1~80 GHz ，可选工作电压1.0V、1.1V、1.2V 。选择完对应的设计环境，按照您的设计目标选择Gain 上下限、最低OP1dB ，以及最低 AMAM 和 AMPM 的值（可选），并根据设计权衡需求调整 DEP1dB、Iq、NFmin 的权重，点击计算可即可得到相应设计指标。如需考虑可靠性设计，还可以选择具体的V_over 值进行计算。

您还可以根据网页给出的推荐负载和功率放大器输入阻抗的共模阻抗预估输入匹配和输出匹配的插入损耗（ILin 和 ILout ）并在网页中输入后重新计算（若不输入，默认两者均为1dB）。 网页的第二个表格即为包含了预估插入损耗后的电路性能。进一步您可以使用网页中使用匹配电路设计的按钮进入 RFIC-GPT 的无源匹配模块进行匹配电路的优化设计。

图一：CSPA示意图 图一：CSPA示意图

* M1、M3：功率放大器的放大管，默认Width_per_Finger为1μm 。网页相关设计变量为晶体管multiplier数（Mul）和Number of Fingers（NoF）。 * M2、M4：作为功率放大器中和电容的MOS管，默认Width_per_Finger为1μm 。网页相关设计变量为晶体管multiplier数（Mul2）和Number of Fingers（NoF2） * portAdapter(示意图中显示为Port的器件): 用于设置功率放大器有源端所需驱动的负载ZL（在实际放大系统中包含实际负载和输出匹配网络），设置如下：

图二：有源端负载阻抗设置示意图 图二：有源端负载阻抗设置示意图

* 此处阻抗的设计变量为Gamma幅值（ZL_Mag）和Gamma相位（ZL_Theta），网页显示的负载阻抗的实部（ZL_Real）和虚部(ZL_Imag)可以由ZL_Mag和ZL_Theta计算得到 $$ Z_L = Z_0 \frac{ (1+\Gamma_r+j\Gamma_i) }{ (1-\Gamma_r-j\Gamma_i) } $$ > 其中 Z0 = 50Ω，Γr=ZL_Mag.cos⁡(ZL_Theta)，Γi=ZL_Mag.sin⁡(ZL_Theta) * Vbias：为功率放大器提供直流电压。 * Vdd：电源电压，在1.0V、1.1V、1.2V中选取。 * R：补偿电阻。合适大小的补偿电阻能够增加放大器电路的稳定性。 * IMN/OMN：此处为信号转换的理想巴伦（ideal balun）。实际可以加入输入输出匹配网络，加入匹配网络后CSPA驱动的负载从ZL转为ZL和输出匹配网络联合阻抗。

工艺节点 Process node ，请选择。

目前针对40nm的CSPA模块。更多工艺节点持续更新中。

工作频率(GHz) Design Frequency（GHz） ，请输入：[1~80] GHz 。

目前针对40nm的CSPA模块。更多工艺节点持续更新中。

工作电压Vdd（V） Vdda ，请选择：1.0V、1.1V、1.2V

Gain低限(dB) Gain lower bound ，请输入。

功率增益（Gain）是射频放大器的功率增益定义为输出功率和输入功率之比，通常利用dB作为指标单位，计算公式如下: $$ \text{Gain} = 10 \log_{10} \left( \frac{P_{\text{out}}}{P_{\text{in}}} \right) $$

按照您的设计权衡需求填入需要达到的功率增益（Gain）下限。

Gain高限(dB) Gain upper bound ，请输入。

功率增益（Gain）是射频放大器的功率增益定义为输出功率和输入功率之比，通常利用dB作为指标单位，计算公式如下: $$ \text{Gain} = 10 \log_{10} \left( \frac{P_{\text{out}}}{P_{\text{in}}} \right) $$

按照您的设计权衡需求调整功率增益（Gain）上限。

OP1dB(dBm)≥ OP1dB(dBm)≥ ，请输入1dB压缩点 输出功率的下限，可按照您的设计权衡需求进行调整。

1dB压缩点（P1dB）： P1dB的定义为功率放大器的大信号增益随着输入功率的增大比预期的线性增益小1dB时对应的工作点。如图三所示，该工作点对应的输入功率为IP1dB，对应的输出功率为OP1dB。网页中的Pout_max对应图中的OPsat，即输出功率最大值，而DEmax对应图四中的DE最高点。

图三：功放中输出功率随输入功率变化示意图 图三：功放中输出功率随输入功率变化示意图

图四：功放中增益/效率随输入功率变化示意图 图四：功放中增益/效率随输入功率变化示意图

DEP1dB权重 DE_P1dB weight ，输入范围：（1-100） 。

DEP1dB，指1dB压缩点处的DE值。

漏极效率（Drain Efficiency, DE）

功率放大器的效率体现了其将直流信号转化为射频交流信号输出的能力。漏极效率（Drain Efficiency, DE）,为射频输出信号功率和直流功率的比值：如下公式 $$ \text{DE} = \frac{P_{\text{out}}}{P_{\text{dc}}} \times 100\% $$ 网页中的DE_P1dB，指1dB压缩点处的DE值。

Iq权重 Iq weight ，输入范围：（1-100） 。

静态电流(Quiescent Current, Iq) 静态电流是在没有射频输入信号时的直流电流。

NFmin权重 NFmin weight ，输入范围：（1-100） 。

噪声系数噪声参数 (Noise Figure, NF) 噪声参数体现了功率放大器在增益过程中引入额外噪声的程度，大的噪声系数将会影响整个RF系统的性能。噪声系数计算如下： $$ NF = \frac{N_O^2 - N_L^2}{N_S^2} $$ 其中，NO表示总输出噪声，NS表示输出端由于源极引入的输出噪声，NL表示输出端由于负载引入的输出噪声。网页中的NFmin_finG表示sp仿真后在理想最小噪声系数曲线上于工作频点处的噪声系数。

Vover超压 V_over ，输入范围：（1.3，1.5，1.7，1.9） 。

超压相关指标 网页中的Vgs_max和Vds_max和Vdg_max表示在一个电压周期内，晶体管不同端口的电压的最大幅值。网页中的V*OV_duty_cycle等表示电压V*在一个周期内超过预设超压阈值Vover部分的占空比。

AMAM/AMPM AMAM/AMPM ，输入范围：（1-20）/(1-80) 。

AM-AM转换描述了放大器输入与输出幅度之间的关系，理想情况输出幅度和输入幅度线性跟随; AM-PM转换描述了输入信号幅度和输出信号相位的关系，理想情况下输出信号相位与输入信号幅度无关。但在功率放大器的非线性区，两个曲线都会偏离理想情况，可以利用AMAM 和AMPM 对功率放大器的线性度进行表征。AMAM 和AMPM 分别为功率放大器在工作范围内，功率增益的幅度变化和电压增益的相位变化。

如果用户没有输入AMAM/AMPM，默认为2/10

ILin/ILout 当前设计方案得到的最优负载ZL的实部虚部数ZL_Real 、ZL_Imag（ADE中也给出了Gamma幅值ZL_Mag、Gamma相位ZL_Theta的表达形式）实际是由真实负载和匹配网络电路结合得到。ILout表示在当前工作频率下，将您输入的负载阻抗匹配至最优负载阻抗的插入损耗参考值；ILin表示在当前工作频率下，将您输入的源端阻抗匹配至Zin，conj的插入损耗参考值（Zin,conj为进行了输出匹配的CSPA的输入阻抗Zin的共轭）。

稳定性指标（Kf 和B1f ） 在射频的有源电路中，保持电路的稳定性极为重要，不稳定的电路会产生自激振荡，导致极差的性能甚至电路损坏。通常，射频电路的稳定性指标包括Kf 和B1f ，通过二端口网络的散射系数进行定义。当一个有源电路稳定时，应该满足以下条件： $$ <code> K_f = \frac{1 - |S_{11}|^2 - |S_{22}|^2 + |\Delta|^2}{2 |S_{12}| |S_{21}|}> 1 $$ $$ </code> |\Delta|=|S_{11} S_{22} - S_{12} S_{21}| <code> $$ $$ B_{1f} = 1 + |S_{11}|^2 - |S_{22}|^2 - |\Delta|^2> 0 $$

</code>

选择“功率放大器有源电路”代设计服务，并根据设计需求填写 “功率放大器电学指标”,点击计算即可得到计算得到的PA有源电路指标结果和考虑了您设置的输入和输出匹配的插入损耗后的整体PA的指标（输出匹配的插入损耗您可以根据我们第一个表格中给出的目标负载阻抗和实际负载在我们的匹配网络模块进行匹配得到；输入匹配的插入损耗您可以根据我们第一表格中给出的有源电路输入阻抗的共轭阻抗和实际源端负载在我们的匹配网络模块进行匹配得到）。

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在Gain和OP1dB的限制固定情况下，可以通过调整DE_P1dB、Iq和NFmin的权重来对电路进行有偏向的优化。如针对1中计算得到的结果，若期望得到更小的静态功耗（即更小的Iq），可以将Iq权重调大后再次点击计算，结果如下，Iq从14.07mA降到了10.9mA：

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若网页达不到您的设计要求，将会给出一个接近您需要的设计目标的结果，希望它能够对您的设计使用产生帮助。如下图所示：

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若电路的指标满足了您的设计需求，点击“显示设计参数”按钮，将会显示PA电路设计参数。其中“生成代码”可用于在小程序中验证结果。

4.1 点击“显示设计参数”按钮，将会显示PA电路设计参数。其中“生成代码”可用于在小程序中验证结果。如下图所示

如图所示 如图所示

请注意：如果输入的指标有误，导致无法正确计算出结果，则所有表格中将会显示null。届时请调整电学指标重新计算。可能出现错误的原因有：Gain低限大于Gain高限；OP1dB过高等。* === Testbench === 点击“验证电路生成工具”，或者查阅 RFIC- Generator 中的 Active Generator功能，可以结合网页提供的“生成代码”，实现有源电路原理图和 Testbench 的快速生成，进行快速的电路仿真验证。 —- —-